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調， 從而不需要載波的相位同步， 簡化了接收機的電路設計。因而采用dpsk 作為中頻數字化直擴通信終端的數字調制方式。 在中頻載頻的選擇上， 采用21.4 mhz為中頻數字化直擴通信終端的中頻載頻。 ( 5) 偽碼同步電路: 對于偽碼捕獲電路框架， 采用非相干串行捕獲法。其中的積分清洗濾波器可用累加器或者匹配濾波器來代替。由于直擴通信終端采用先解擴后解調， 在解擴之前無法得到精確的載波相位和載頻， 因此偽碼跟蹤電路采用非相干超前延時鎖相環。 3 仿真結果 由于偽碼速率為4.096 mb/ s， 故由采樣定理可知至少需8.192 mhz 的采樣頻率對偽碼采樣， 考慮到偽碼跟蹤電路延遲超前鎖相環的方便設計， 采用16.384 mhz的采樣速率對偽碼進行采樣， 即一個偽碼采四點。因而信息信號經擴頻后得到的基帶擴頻信號速率為16.384 mb/ s， 而dac 轉換速率設定為81.92 mb/ s，所以為匹配數據速率需要對基帶擴頻信號進行內插， 內插因子為81. 92/ 16. 384= 5。接收過程為發送過程的反過程， 抽取因子等于內插因子也為5。 為了提高頻譜利用率，
·min-1，即脈沖頻率f最高不大于2400hz，根據采樣定理，設定采樣率fs=5000hz，采樣時間取1s，則采樣數n=5000，頻率分辨率δf=fs/n=5000/5000=1hz。轉速的誤差為0.042%，滿足國標推薦儀器精度±0.5%的要求。 3．3 溫度測量 溫度調理模塊設置如表1所示，其中k型熱電偶范圍參考gb/t16839.1-1997。表1 熱電偶調理模塊設置 溫度類型 范圍/℃ k型熱電偶范圍/mv 設置 濾波/hz 環境溫度 0～50 0～4.096 2000 4 冷卻水溫 50～100 2.023～4.096 1000 4 排氣溫度 100～600 4.096～24.905 200 4 在labview內設置好虛擬溫度通道，labview內部自動設置用冪函數擬合標定的曲線。溫度系統總誤差等于溫度采集系統中daq卡、系統噪聲、增益、漂移冷端補償等各因素誤差的總線。排氣溫度計和冷卻水溫計經過機械要業第三計量測試（廣州）站根據國家檢定規程jjg368-1984進行了校準，而環境溫度計用rts-60制冷恒溫槽（精
但其主要功能是優化驅動放大器和ad7626之間的接口。串聯電阻將驅動放大器與adc開關電容器前端的高頻開關尖峰隔離。ad7626數據手冊顯示了20 ω和56 pf的值。在圖1所示電路中，這些值根據實際應用優化為33 ω和56 pf。若要針對轉換中的電路和輸入頻率對電阻-電容組合進行略微優化，只需改變r-c組合即可。但是切記，若組合不當，將限制ad7626的總諧波失真（thd）和線性度性能。此外，adc帶寬的增加會引起更多噪聲。 ada4932-1電源電壓的選擇也得到了優化。在電路中，對應于4.096v的內部基準電壓，ad7626的輸出共模電壓（vcm引腳）為2.048 v，每個輸入（in+、in-）在0 v和+4.096 v之間擺幅，發生180 °錯相，這提供了adc的8.2 v滿量程差分輸入。對于線性運算的每個電源電壓，ada4932-1輸出級需要大約1.4 v的裕量。當電源電壓關于共模電壓大致對稱時，能獲得最佳失真性能。如果選定-2.5 v負電源，則至少需要大約+6.5 v正電源才能關于2.048v共模電壓對稱。 實驗表明，+7.25 v正電源可為2.4 mhz信號音提供最佳的總
vref)的主要目標是設立系統精度。例如，模/數轉換器(adc)根據基準電壓設置其滿量程輸入電平。下文討論了如何在初始精度和溫度系數(tempco)之間進行折中，在保證滿足系統精度的前提下拓寬電壓基準的選擇范圍。下面介紹的計算方法可根據給定的初始精度確定溫度系數，反之亦然。 任何典型的adc應用中均會指定模擬電壓范圍，由adc進行數字化。為滿足標準輸入電壓范圍的要求，這些模擬信號通常必須經過抗混疊濾波、緩沖，可能的話還要將幅度調節到適當的范圍。對于典型的adc輸入滿量程值中，2.048v和4.096v是數字系統中非常有用的電壓基準，因為每位對應于整數的毫伏電壓。例如，具有4.096v滿量程輸入的12位adc，每位對應的值為4.096 / (212 = 4096) = 1mv；同一系統中8位adc的每位“間隔”電壓為4.096 / (28 = 256) = 16mv/位。 假設數字系統要求充分利用adc的分辨率?輸出正確，輸入有1 lsb的變化時即可產生響應。因此，我們規定總的轉換誤差為0.5 lsb。為簡化討論，假設adc是一個理想器件，誤差僅由基準產生。這樣，最差工作條件下，允許vref
精度要求密切相關，如上述表1所示。在整個溫度范圍內保持合理的溫漂和初始精度非常關鍵。 以max11046為例，1 lsb ＝ 62.5?v。max11046內部基準的溫漂為±10ppm/°c。在整個50°c溫度范圍內，基準漂移可達±500ppm或約±2.048mv (±33 lsb)。 在對溫漂要求比較嚴格的應用中，最好使用外部低溫漂基準，如max*1 (1ppm/°c)。1ppm/°c的電壓基準在整個50°c范圍內的漂移只有0.2mv (或±3 lsb)。max*1基準的初始精度為4.096 ±0.001，遠遠優于max11046的內部基準(4.096 ±0.0016)，大大提高了das精度和溫度穩定性。 使用外部基準時，max11046的基準輸入電流僅為±10?a。串聯型基準(如max*1)的輸出電流可達10ma，因此，單個基準器件可以為多個高性能adc提供參考，從而消除了不同器件之間的基準差異。 pcb設計和布板考慮 多通道、同時采樣adc設計所面臨的挑戰將在電力線監控應用中詳細討論，該部分將參考上述板級框圖和圖3所示的主要噪聲/干擾源進行討論。 噪聲抑
·min-1，即脈沖頻率f最高不大于2400hz，根據采樣定理，設定采樣率fs=5000hz，采樣時間取1s，則采樣數n=5000，頻率分辨率δf=fs/n=5000/5000=1hz。轉速的誤差為0.042%，滿足國標推薦儀器精度±0.5%的要求。 3．3 溫度測量 溫度調理模塊設置如表1所示，其中k型熱電偶范圍參考gb/t16839.1-1997。表1 熱電偶調理模塊設置 溫度類型 范圍/℃ k型熱電偶范圍/mv 設置 濾波/hz 環境溫度 0～50 0～4.096 2000 4 冷卻水溫 50～100 2.023～4.096 1000 4 排氣溫度 100～600 4.096～24.905 200 4 在labview內設置好虛擬溫度通道，labview內部自動設置用冪函數擬合標定的曲線。溫度系統總誤差等于溫度采集系統中daq卡、系統噪聲、增益、漂移冷端補償等各因素誤差的總線。排氣溫度計和冷卻水溫計經過機械要業第三計量測試（廣州）站根據國家檢定規程jjg368-1984進行了校準，而環境溫度計用rts-60制冷恒溫槽（精
寬為單位來測量相位噪聲。bliley公司用at切形晶體制作的nv45a在補償點10hz、100hz、1khz和10khz處的相位噪聲分別為100、135、140和145dbc/hz，而用sc切割晶體制成的同樣ocxo，則在所有補償點上的噪聲性能都優于5dbc/hz。 金石集團生產的ocxo，頻率范圍為5～120mhz，在－10～＋60℃的溫度范圍內，頻率穩定度有±0.02、±0.03和±0.05ppm，老化指標為±0.02ppm/年和±0.05ppm/年。oak頻率控制公司的4895型4.096～45mhz雙恒溫箱控制ocxo，溫度穩定度僅為0.002ppm（2×10－10）/0～75℃；4895型ocxo的尺寸是50.8mm×50.8mm×38.3mm，老化率為±0.03ppm/年。如果體積縮小一點，在性能指標上則會有所犧牲。oak公司生產的10～25mhz表面貼裝ocxo，頻率穩定度為±0.05ppm/0～70℃。piezocrystal的275型用于全球定位系統（gps）的ocxo采用sc切形石英晶體振子，在0～75℃范圍內總頻偏小于±0.005ppm，最大老化率為±0.005p
atum 4/4e 遷移到 stratum 3 時鐘。全部特性和模式均可通過硬件進行選擇，減少了對復雜的軟件驅動程序或外部微處理器的需求。 zl30109 可接受兩路參考時鐘輸入，可自動同步到任何工作在 2 khz、8 khz、1.544 mhz、2.048 mhz、8.192 mhz、16.384 mhz 或 19.44 mhz 頻率的時鐘上。該器件采用卓聯獨有的抖動處理技術抑制輸入時鐘的抖動，并能輸出下列頻率的時鐘： 2 khz、8 khz、1.544 mhz、2.048 mhz、4.096 mhz、8.192 mhz、16.384 mhz、32.768 mhz、65.536 mhz 和 19.44 mhz。 作為終端產品和接入設備中的基本時鐘控制器件，zl30109 芯片必須確保在網絡中斷或升級期間保持工作。卓聯的 dpll持續監測輸入參考時鐘，并在檢測到參考時鐘出現故障或丟失時，進行無間斷參考時鐘切換。dpll 可在網絡或內部系統間存在抖動和漂移情況下維持穩定可靠的輸出時鐘。 如果網絡同步時鐘源暫時丟失，zl30109 器件將自動切換到保持模式并根據從
所示電路也采用+5 v單電源供電，并使用電流輸出dac ad5443，其iout2引腳接+2.5 v，vref引腳接地。4.096 v精密基準電壓源adr444 和一個分壓器網絡，用來產生該dac iout2引腳所用的+2.5 v電壓以及輸出驅動器級所用的+3.75 v共模電壓。 圖. 用于電流輸出dac ad5443的差分驅動器 來源:技術員
簡單的小問題這是個簡單的小問題,第一:要會善用 rtcc 及 option,兩特殊寄存器.第二:振蕩器的振蕩頻率要準確,而且要配合 rtcc 的分頻比率,振蕩頻率最好配合的是 4.096 mhz （須外加微調補償電容來調整 4.096 mhz 頻率）,把 option 的 rtcc 分頻比率設為 128，這樣分頻下來便有 125 us,在將 rtcc 參數設為 '計數 8' 或 '計數 80'（256-8 或 256-80) 這樣便可得到非常準確的 1ms 或 10ms.只要不停電,保證非常準確。(1/4.096) * 4 = 0.9765625us09765625us * 128 = 125us125us * 8 = 1000us = 1ms125us * 80 = 10000us = 10ms剩下的就由大蝦去設計了。
為什么要用2.5v的電壓基準阿電壓基準有最常用的5v，以他為基準很好理解還有4.096和2.5，這都是在什么時候用阿
為什么用float定義變量后運算的結果不對？我的系統中有一片adc，我把adc轉換的結果變換為float變量時，轉換的結果不對，很奇怪，為什么。比如，adc轉換的輸出為0xffec,存入uint16型變量z中，我作這樣一個變換：temp=((fp32)(z)/65535)*4.096;temp竟然等于0。如果是用51的話，在keil中肯定不會出現這種現象的。
0度以上輸出電壓>1.24v我現在最大的愿望就是把運放供電電壓降到+5v，+9v供電多了好多麻煩。運放我現在選用mcp609或者mcp619，性能應該比op07好多拉。to away：我怎么才可以省去那兩個tl431？電阻分壓后再跟隨的話，還需要兩個運放的啊，我現在用的是4運放mcp619，算上放大的3個運放，一共要5個運放了。我打算用電源+5v通過電阻分壓得到+2.5v提供給vref1，但電源+5v同時給mcu等供電，波動可能會稍大點，我就怕這個波動對放大電路有影響！！！vref2用+4.096用電阻分壓的方式再運放跟隨（正好4運放還有一個沒用）供給；
對max197的另一個發現由于我用max197測量的電壓值與實際電壓值總是成一定比例的縮小，細細測量發現這個系數是1.22。又聯想到資料的說明：我的基準為內部4.096v，我設置的輸入量程按資料上寫的是0到5v，而5除以4.096正好是1.22。難道是一種巧合，還是max192就有這種對應關系，請各位指點，不勝感謝！
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