差分信號回流路徑的全波電磁場解析（二）

強大等特點。沒有提供方便直觀的界面調入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來描述電路的連接關系及電路中的各個模型， 不適合初級用戶。 在hspice 仿真主文件test.sp 對完整參考平面（test1）、gnd1 平面開槽（test3）、gnd2平面開槽（test4）、gnd1 和gnd2 平面均開槽（test5）四種模型定義同一的源。進行時域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內容如下： *定義偽隨機碼發生器 vin1 in1+ com1 lfsr（-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0） vin2 com1 in1- lfsr（-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0） vcom1 com1 0 0 *調用模型庫 .include "./tmux_mid3_test1_fws.lib" .include "./tmux_mid3_test3_fws.lib" .include "./tmux_mid3_test4_fws.lib" .includ

TDK電容規格說明

50v 224 1812封裝 250v 334 1812封裝 250v 474 1812封裝 250v 684 1812封裝 250v 105 1812封裝 500v 224 1812封裝 400v 474 1812封裝 400v 105 2220封裝 以上都為x7r材質，耐125度高溫 無極燈 生產高壓高頻貼片電容-高頻無極燈專用（代替cbb） 規格主要有： 1kv np0 101 221 331 471 102。 100p 3kv np0 1808/1812封裝 220p 3kv np0 1808或1812封裝- 820p 2kv np0 1812封裝 102 2kv np0 1812封裝 100p 1kv np0 1206封裝 220p 1kv np0 1206封裝 470p 1kv np0 1206封裝 102 1kv np0 1206封裝 0.47u 100v x7r 1206封裝 0.68u 100v x7r 1206封裝 更多規格歡迎查詢和索樣

運算放大器電路的固有噪聲分析與測量

同的頻譜密度曲線。這樣，我們進行分析時，就能獲得兩個頻譜密度曲線圖，一個是針對“電壓噪聲”節點，另一個則是針對“電流噪聲”節點。 圖4.3：執行“噪聲分析”選項 圖4.4顯示了噪聲分析的結果。我們可用一些簡單的方法來將曲線轉換為更有用的形式。首先，我們點擊“視圖”菜單下的“曲線分離”，隨后，再點擊y軸并選擇“對數”標度。根據適當范圍設置上下限（四舍五入到10的n次冪）。點數調節為1+number_of_decades。在本例中，我們有三個十倍頻程（即100f～100p），因此，我們需要四點（見圖4.5）。 圖4.4：轉變為更有用的格式的簡單方法（曲線分離） 圖4.5：轉變為更有用的格式的簡單方法（變為對數標度） 我們將模擬結果與圖4.6中的opa227數據表相比較。請注意，二者幾乎相同。這就是說，opa227的tina-ti模型能準確進行噪聲建模。我們對opa627模型也采用與上述相同的步驟，圖4.7顯示了測試結果，發現opa627模型沒能通過測試。opa627模型的電流噪聲頻譜密度約為3.5

基于 RF 電路設計中的常見問題及解決方案

2 驅動器或開關電源穩壓器。 圖1 電源的星形布線 (5) 合理安排pcb 布局 為減小來自噪聲模塊及周邊模擬部分的干擾,各電路模塊在板上的布局是重要的。應總是將敏感的模塊( rf部分和天線) 遠離噪聲模塊(微控制器和rs 232 驅動器)以避免干擾。 (6) 屏蔽rf 信號對其他模擬部分的影響 如上所述,rf 信號在發送時會對其他敏感模擬電路模塊如adc 造成干擾。大多數問題發生在較低的工作頻段(如27 mhz) 以及高的功率輸出水平。用rf 去耦電容(100p f) 連接到地來去耦敏感點是一個好的設計習慣。 (7) 在板環形天線的特別考慮 天線可以整體做在pcb 上。對比傳統的鞭狀天線,不僅節省空間和生產成本,機構上也更穩固可靠。慣例中,環形天線(loop antenna) 設計應用于相對較窄的帶寬,這有助于抑制不需要的強信號以免干擾接收器。應注意到環形天線(正如所有其他天線) 可能收到由附近噪聲信號線路容性耦合的噪聲。它會干擾接收器,也可能影響發送器的調制。因此在天線附近一定不要布數字信號線路,并建議在天線周圍保持自由空間。接近天線的任

高性能音頻放大器的設計準則與技巧

中的負反饋，因而提高系統的線性度。通常，建議采用30db 至40db 的 電壓增益。 補償：放大器的補償是用來調節開環增益和相位性能，以便當反饋被關閉時能把系統穩 定下來。一般來說，要獲得較高的穩定性補償越大越好。可是，補償越大，音訊芯片的 頻寬和壓擺率就越低，而較低的壓擺率會使系統產生出較柔和的音訊特性，相反較高的 壓擺率則可產生較清晰和真實的音訊特性。 lme49810 的密勒補償是透過在‘comp’和 ‘biasm’接腳之間加插一個電容來實現的，最適合的電容取值范圍是10p 到100p。此 外，補償電容的等效串聯電阻(esr)應較低，以避免電容的等效串聯電阻引發潛在零點。 在一般情況下，采用陶瓷電容要比采用電解電容的效果更好。 靜音：mute 接腳是由流進的電流量所控制。從50ua 到100ua 為‘play’模式，而低于 50ua 的為‘mute’模式。建議不要讓流進mute 接腳的電流超出200ua。 圖2：輸出偏置電路結構。 輸出偏置：lme49810 有兩個用來設定偏置的專用接腳(biasp 和biasm)，可以提供一定 的輸出偏置電流。可變電阻器rp

電容器100pF以上挑選電路

電容器(100pF以上)挑選電路圖

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20W單端純甲類功放

c/8.2k=20/8.2=2.4ma。由于輸入級的晶體管靜態工作電流對音質有較大的影響，可以調整該電阻的大小來滿足自己的要求。（晶體管靜態工作電流小，信噪比高，但是音質發干，低音單薄。如果電流大一些，音質溫暖，低音厚實，但是晶體管特有的高頻噪聲和反映在音頻內的電流聲也會增加，使信噪比下降。本機取2.4ma還是比較合適的。）電壓放大級： 為了簡化電路，本機使用一只三極管bd139，采用共射放大電路，還采用了自舉電路。 本級的靜態電流可以由下式進行估算：vcc/（1.5k+1.5k)=6.8ma。100p的小電容是做頻率補償用的，容量要盡可能的小，如果沒有高頻自激，可以不用。（當然由于這個小電容的存在對音質有微妙的調節作用，具體怎樣處理，看自己的喜好了。）為了保證大信號輸出時的幅度特性和線性，同時又不增加太多的元件，本機采用了自舉電路，由100uf電容和兩個1.5k電阻的分壓電路組成。在音響界對于自舉電路的批評較多，認為它是一種正反饋，對音質的負面影響較大。由于本電路的出道年代較早，設計前提是“簡潔至上”，也許在這里考慮的不是那么全面。輸出級： 在原理圖的上部的兩只mje2955和周邊的元件組成

TDK和村田展出ESR控制的層積陶瓷電容器

年1月在美國舉行的“desingcon 2007”上由美國sun微系統提出的技術。一般情況下，層積陶瓷電容器的esr和等效串聯電感（esl)越低越好。但sun表示，如果esr較低，阻抗頻率特性表現出的共振就會過于突出（q値過高），使反共振點的阻抗變高。這樣就會造成高頻放射電磁噪音增強。因此，通過將esr設定為較高的值來降低q值，從而降低半共振點的阻抗，便可抑制高頻放射電磁噪音。 村田制作所此次展示的試制品其特點是在電極設置于長邊的低esl產品中采用了esr控制。esl值因產品而異，不過僅在100p～150ph范圍內。外形尺寸為1.6mm×0.8mm×0.5mm，耐壓為4v。esr值可支持100m～1000mω的范圍。該公司解說員表示，“由于客戶的要求各不相同，因此根據esr值的不同來準備多種標準產品是很困難的事情。而現在則可按照客戶的要求來進行定制”。靜電容量值因esr值而有少許不同，不過均在1μf左右。 tdk展出了外形尺寸為1.6mm×0.8mm×0.8mm的“1608”型，以及2.0mm×1.2mm×0.85mm的“2012”型esr控制產品。esr值方面，1608型可在最大

村田和TDK的ESR控制的層積陶瓷電容器亮相CEATEC JAPAN 2008

年1月在美國舉行的“desingcon 2007”上由美國sun微系統提出的技術。一般情況下，層積陶瓷電容器的esr和等效串聯電感（esl)越低越好。但sun表示，如果esr較低，阻抗頻率特性表現出的共振就會過于突出（q値過高），使反共振點的阻抗變高。這樣就會造成高頻放射電磁噪音增強。因此，通過將esr設定為較高的值來降低q值，從而降低半共振點的阻抗，便可抑制高頻放射電磁噪音。 村田制作所此次展示的試制品其特點是在電極設置于長邊的低esl產品中采用了esr控制。esl值因產品而異，不過僅在100p～150ph范圍內。外形尺寸為1.6mm×0.8mm×0.5mm，耐壓為4v。esr值可支持100m～1000mω的范圍。該公司解說員表示，“由于客戶的要求各不相同，因此根據esr值的不同來準備多種標準產品是很困難的事情。而現在則可按照客戶的要求來進行定制”。靜電容量值因esr值而有少許不同，不過均在1μf左右。 tdk展出了外形尺寸為1.6mm×0.8mm×0.8mm的“1608”型，以及2.0mm×1.2mm×0.85mm的“2012”型esr控制產品。esr值方面，1608型可在最大

電容的基礎知識

電容 體積比cbb更小，其他同cbb，有感 電解電容 兩片鋁帶和兩層絕緣膜相互層疊，轉捆后浸泡在電解液（含酸性的合成溶液）中。 容量大。 高頻特性不好。 鉭電容 用金屬鉭作為正極，在電解質外噴上金屬作為負極。 穩定性好，容量大，高頻特性好。 造價高。（一般用于關鍵地方） 六、電容的標稱及識別方法 1. 由于電容體積要比電阻大，所以一般都使用直接標稱法。如果數字是0.001，那它代表的是0.001uf＝1nf，如果是10n，那么就是10nf，同樣100p就是100pf。 2. 不標單位的直接表示法：用1~4位數字表示，容量單位為pf，如350為350pf，3為3pf，0.5為0.5pf 3. 色碼表示法：沿電容引線方向，用不同的顏色表示不同的數字，第一， 二種環表示電容量，第三種顏色表示有效數字后零的個數（單位為pf） 顏色意義：黑=0、棕=1、紅=2、橙=3、黃=4、綠=5、藍=6、紫=7、灰=8、白=9。 電容的識別：看它上面的標稱，一般有標出容量和正負極，也有用引腳長短來區別正負極長腳為正，短腳為負。 好，電容的基礎知識我們

考畢茲振蕩器電路圖

3兩端。射極分壓電阻r2、r3提供基本的反饋信號，反饋受電容分壓器c2、c3的控制。晶體sjt起振工作后輸入給三極管vt基極l499khz正弦波信號，由射極輸出器vt輸出，經耦合電容c4送入電位器rp輸出。電阻r1把18v電壓降壓供給vt一個合適的偏置電壓，適當調節電阻r1可使考畢茲振蕩器工作在軟激勵狀態。電阻r4、電容c5為專耦電路。調節電容c1，可將振蕩器精密的微調在工作頻率上。調節電位器rp，可改變振蕩信號輸出電平的大小。 元器件選擇：電容cl為5～20p，c2為51p，c3、c6為100p，c4為15p，c5為100μ／32v。電阻rl為62kω，r2為300ω，r3為2．4kω，r4為360ω，1／2w，r5為15kω。電位器rp選4．7kω。三極管vt為3dgl20c，65≤β≤115。穩壓二極管vd用2cw58。晶體sjt選用ja5b型-1499hz。 來源:university

70MHz并聯晶體振蕩器電路圖

如圖為70mhz并聯型晶體振蕩電路。振蕩器主要是由三極管vtl、晶體sjt及電容cl、c5等元件組成。 元器件選擇： 電容cl為20p，c2為100p，c3、c7為820p，c4為56p，c5、c8為47p，c6為47μf／50v。電 感ll為22μh(色碼電感)，l2為0．3μh。電阻rl為1．6kω，r2為1kω，r3為750ω，r4為 180ω、1w，r5為1．3kω，r6為3kω，r7為360ω，r8為470ω，r9～r12為300ω、2w。三極管vtl、vt2選3dg828，65≤β≤115。晶體sjt用ja98型-70mhz。繼電器km為juc-1m。 來源:university

20W單端純甲類功放

k=20/8.2=2.4ma。由于輸入級的晶體管靜態工作電流對音質有較大的影響，可以調整該電阻的大小來滿足自己的要求。（晶體管靜態工作電流小，信噪比高，但是音質發干，低音單薄。如果電流大一些，音質溫暖，低音厚實，但是晶體管特有的高頻噪聲和反映在音頻內的電流聲也會增加，使信噪比下降。本機取2.4ma還是比較合適的。） 電壓放大級： 為了簡化電路，本機使用一只三極管bd139，采用共射放大電路，還采用了自舉電路。 本級的靜態電流可以由下式進行估算：vcc/（1.5k+1.5k)=6.8ma。100p的小電容是做頻率補償用的，容量要盡可能的小，如果沒有高頻自激，可以不用。（當然由于這個小電容的存在對音質有微妙的調節作用，具體怎樣處理，看自己的喜好了。） 為了保證大信號輸出時的幅度特性和線性，同時又不增加太多的元件，本機采用了自舉電路，由100uf電容和兩個1.5k電阻的分壓電路組成。在音響界對于自舉電路的批評較多，認為它是一種正反饋，對音質的負面影響較大。由于本電路的出道年代較早，設計前提是“簡潔至上”，也許在這里考慮的不是那么全面。 輸出級： 在原理圖的上部的兩只mje29

70MHz并聯晶體振蕩器

如圖為70mhz并聯型晶體振蕩電路。振蕩器主要是由三極管vtl、晶體sjt及電容cl、c5等元件組成。元器件選擇：電容cl為20p，c2為100p，c3、c7為820p，c4為56p，c5、c8為47p，c6為47μf／50v。電感ll為22μh(色碼電感)，l2為0．3μh。電阻rl為1．6kω，r2為1kω，r3為750ω，r4為180ω、1w，r5為1．3kω，r6為3kω，r7為360ω，r8為470ω，r9～r12為300ω、2w。三極管vtl、vt2選3dg828，65≤β≤115。晶體sjt用ja98型-70mhz。繼電器km為juc-1m。 來源:university

考畢茲振蕩器

c2、c3兩端。射極分壓電阻r2、r3提供基本的反饋信號，反饋受電容分壓器c2、c3的控制。晶體sjt起振工作后輸入給三極管vt基極l499khz正弦波信號，由射極輸出器vt輸出，經耦合電容c4送入電位器rp輸出。電阻r1把18v電壓降壓供給vt一個合適的偏置電壓，適當調節電阻r1可使考畢茲振蕩器工作在軟激勵狀態。電阻r4、電容c5為專耦電路。調節電容c1，可將振蕩器精密的微調在工作頻率上。調節電位器rp，可改變振蕩信號輸出電平的大小。元器件選擇：電容cl為5～20p，c2為51p，c3、c6為100p，c4為15p，c5為100μ／32v。電阻rl為62kω，r2為300ω，r3為2．4kω，r4為360ω，1／2w，r5為15kω。電位器rp選4．7kω。三極管vt為3dgl20c，65≤β≤115。穩壓二極管vd用2cw58。晶體sjt選用ja5b型-1499hz。 來源:university

ccd模擬前端的問題（16bitA/D的精度如何提高？）

ad的模擬輸入端對地并了兩個100p的電容今天在ad的模擬輸入端對地并了兩個100p的電容，發現ad的輸出有所改善，測得噪聲峰峰值大概為20個lsb，但是不知這兩個電容會不會把有用信號（1mhz）也給濾掉。現在沒有插ccd所以無法得到有用信號，但是我把兩個100p的電容接到adclk和地之間，然后測量adclk（1mhz）的波形，發現時鐘波形沒有大的變化，只是上升時間（和下降時間）由原來的4ns變為8ns，這能否說明兩個100p的電容不會把1mhz的有用信號給濾掉？

16bit A/D的問題

在ad輸入端對地接了小電容今天在ad的模擬輸入端對地并了兩個100p的電容，發現ad的輸出有所改善，測得噪聲峰峰值大概為20個lsb，但是不知這兩個電容會不會把有用信號（1mhz）也給濾掉。現在沒有插ccd所以無法得到有用信號，但是我把兩個100p的電容接到adclk和地之間，然后測量adclk（1mhz）的波形，發現時鐘波形沒有大的變化，只是上升時間（和下降時間）由原來的4ns變為8ns，這能否說明兩個100p的電容不會把1mhz的有用信號給濾掉？ * - 本貼最后修改時間：2005-10-18 23:03:01 修改者：veget

電容感應按鍵的設計（牛啊）

來也查了些資料:我覺得沒那么復雜,是資料上說的.是不是450kc和10p都不重要,重要的是你的人體電容100p是否成為振蕩的阻抗.如下: 觸摸片懸浮時,10p將450kc阻斷,當你的人體電容連入后,利用10p和100p的分壓將震蕩信號引入你的回路,所以450kc和10p都需要調整.如果你的觸摸片大到一定程度,那么就不需要觸摸了,可以感應人體的電荷了,不過那需要高壓的支持啊

請教為何32768的晶體不起振

100p看看，我用455k的陶瓷振子時超過100p才起振

JTAG電纜下載出錯

在你的板子上的tck信號線上加一個100p的電容在你的板子上的tck信號線上加一個100p的電容